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    基于FGMOS,的电压求和电流传送器及其应用设计

    时间：2023-01-22 11:40:40来源：百花范文网本文已影响人

    贺素霞，乐丽琴，周湘贞

    （1.黄河科技学院工学部，郑州 450063；
    2.北京航空航天大学计算机学院，北京 100191；
    3.郑州升达经贸管理学院信息工程系，郑州 451191）

    近年来，差动差分电流传送器DDCC（differen-tial difference current conveyor）得到了广泛研究和应用[1]。文献[2]将这种电路进行改进得到差动差分互补电流传送器DDCCC（differential difference complementary current conveyor）；
    文献[3]提出了一种差动电压电流传送器DVCC（differential voltage current conveyor）；
    也有文献研究了基于DVCC 和DDCC的各种应用[4-6]。尽管某些电路拓扑采用了电压求和器[7-8]，但在有源模块中采用电流传送器实现电压求和以及采用DDCC 实现电压求和电流传送器的研究未见报道。文献[9]提出了一种实现算术运算的电流传送器，由于FGMOS 差动对的特性，电路的线性范围有所增加。但这种复杂的电路结构对于电压求和功能并不是必需的，而且电路也没有可调性。

    正弦波通常是电子系统中最需要的一项重要功能，正弦振荡器广泛应用于信号处理电路、通信、控制和测量系统等。文献[10-11]提出了几种采用运算放大器的正弦振荡器。由于运算放大器要求有限的增益-带宽积，因此，采用运算放大器设计的振荡器的振荡频率和振荡条件都受到不利影响，因而这些振荡器不适合在高频率工作。

    近年来，电流模式电路以其带宽宽、电路结构简单、动态范围宽和功耗低等优点受到人们的广泛关注，于是出现了许多采用2 个或多个有源元件或仅采用一个有源元件（如电流传送器CC（current conveyor）、跨导放大器OTA（operational transconductance amplifier）、电流差动跨导放大器CDTA（current differencing transconductance amplifier）和差动电压电流传送跨导放大器DVCCTA（differential voltage current conveyor transconductance amplifier））的可控振荡器[12-15]。当电路设计中采用了较多的有源元件时，电流模式电路的性能参数会变差，特别是在总功耗方面。尽管设计中采用一个有源元件，但作为有源元件的电路结构可以包含很多元件。因此，采用较少的元件和在低电压下进行设计是设计人员瞄准的目标。文献[16]提出了采用运算放大器和电流传送器的求和放大器和差分放大器。文献[8]提出的电路采用3 个CCCII 来实现通过传送器的偏置电流产生电流可变的功能。结果表明，该电路的动态范围和线性度不够，还需要较高的电源电压（±2.5 V）。文献[17]基于第二代BiCMOS 提出了受控电流传送器。与现有的CCCII 相比，该电路的主要优点是高带宽、电阻可调和功耗低，但电路设计中有大量无源元件且电路的频率性能受到限制。

    本文提出一种基于FGMOS 晶体管的电压求和电流传送器VSCC（voltage summing current conveyor）的设计。通过对FGMOS 晶体管的等效电路分析，得到VSCC 的框图和等效电路，并设计VSCC 的电路结构。为表明所提VSCC 的实用性，将提出的VSCC 用于实现受控振荡器和电压求和放大器。最后通过SPICE 的仿真结果验证该设计理论和应用实例的有效性。

    VSCC 采用浮栅MOS 即FGMOS（floating gate MOS）晶体管设计，它是具有3 个输入的n-型FGMOS 晶体管，其符号和等效电路如图1 所示。

    图1 有3 个输入的n-型FGMOS 晶体管Fig.1 n-type FGMOS transistor with 3 inputs

    图1 中，FG1、FG2 和FG3 为FGMOS 晶体管的栅极输入端子，输入电容为CFG1、CFG2和CFG3，栅极耦合到FGMOS 的浮栅。CFGD、CFGS和CFGB分别是漏、源、体和栅之间的寄生电容。栅极输入电压和漏极电压、源极电压和体电压与耦合电容成比例地影响有效浮栅电压。浮栅与其他端子之间的全部电容之和CT为

    假设式（1）中的关系满足CFGD+CFGS+CFGB≪CFG1+CFG2+CFG3，则总电容CT≈CFG1+CFG2+CFG3。有效浮栅电压VFG定义为

    FGMOS 晶体管在饱和区的漏电流IDS为

    式中：VS为源极电压；
    VTH为FGMOS 晶体管的阈值电压；
    kn为跨导参数，kn=μnCox（W/L），其中μn为电子迁移率，Cox为单位面积的栅氧化电容，W/L 为FGMOS 晶体管的纵横比。

    本文提出的电压求和电流传送器的框图和等效电路如图2 所示。

    图2 VSCC 的框图和等效电路Fig.2 Block diagram and equivalent circuit of VSCC

    对于VSCC 来说，Y 端子有很高的输入阻抗，X端子的输入阻抗是寄生电阻，且电阻值可以很容易地通过VSCC 的偏置电流I0进行调节，Z 端子有高输出阻抗。VSCC 的矩阵方程定义为

    图3 所示为基于FGMOS 晶体管的VSCC 有源模块的电路结构。

    图3 VSCC 的电路结构Fig.3 Circuit structure of VSCC

    假设VFGS1和VFGS2分别为晶体管M1和M2的浮栅-源电压，VFG1和VFG2分别为晶体管M1和M2的有效浮栅电压，则从晶体管M2的浮栅到晶体管M1的浮栅回路方程为

    假设CFG1=CFG2=CFG3=CFG，则可得到CT=3CFG。根据式（2）和图3，就可得到式（5）中的有效浮栅电压分别为

    VC用于在较低电压下启动FGMOS 晶体管，则式（5）可写为

    令VXY=VX-（VY1+VY2），则输入电压之间的关系可计算为

    式中，I0为差动对的偏置电流。根据式（9），图3 中的电流IX可计算为

    根据式（11），电路的寄生电阻（固有电阻）可计算为

    寄生电阻容易通过偏置电流进行控制。显然，该电路给出了电阻的电子可调性。

    为了对本文所提VSCC 的理论设计进行验证，采用电路级通用模拟仿真器SPICE 对其进行仿真。SPICE 模型采用0.13 μm TSMC CMOS 工艺参数对NMOS 和PMOS 晶体管进行实验。表1 给出了VSCC 实现过程中的MOS 晶体管的纵横比（W/L）参数，电源电压为±0.5 V，图1（b）中的电容CFG1、CFG2和CFG3可取为0.07 pF。

    表1 MOS 晶体管的纵横比Tab.1 Aspect ratio of MOS transistors

    图4 所示为提出的VSCC 的电压VX与输入电压VY1的变化关系，是对于不同电压VY2的得到的传递曲线。从图4 可以看到，曲线组不仅具有高度的线性特性，而且还表明VSCC 的电压传递增益VX/（VY1+VY2）达到了0.99，由此表明本文提出的VSCC 有很好的电压传递性能。

    图4 VSCC 的电压传递曲线Fig.4 Voltage transfer curve of VSCC

    图5 所示为提出的VSCC 的电流IZ与输入电流IX的变化关系。可以看到，端子X 与端子Z 之间的电流增益达到了0.98，而且从X 到Z 节点的传递也呈线性关系。

    图5 VSCC 的电流传递曲线Fig.5 Current transfer curve of VSCC

    图6 所示为VSCC 的电压传递增益（VX/VY1）的频率响应和电流传递增益（IZ/IX）的频率响应。

    从图6 可以看到，电压传递增益频率响应带宽（-3 dB 时）高达81 MHz，而电流传递增益频率响应带宽（-3 dB 时）高达211.6 MHz，而且对于具有相同输入电容的所有Y 端子都是有效的，这表明VSCC 有着较好的频率响应特性。

    图6 VSCC 的电压传递增益和电流传递增益的频率响应Fig.6 Frequency response of VSCC’s voltage transfer gain and current transfer gain

    表2 列出了VSCC 的仿真实验和测得的全部性能指标。根据表2，可对提出的VSCC 的优点总结如下：①低电源电压工作，±500 mV；
    ②低功耗，约61 μW；
    ③可接受电流和电压增益带宽积分别接近于211.6 MHz 和81 MHz；
    ④具有14 kΩ～2.1 MΩ 的宽范围电子可调谐电阻；
    ⑤极高的输入电阻和输出电阻，分别高达10 GΩ 和40 MΩ；
    ⑥简单的电路设计。

    表2 VSCC 的全部性能参数Tab.2 All performance parameters of VSCC

    为了表明本文提出的VSCC 的实用性，下面给出2 个采用VSCC 实现的应用实例。

    3.1 基于VSCC 的受控振荡器

    采用图7 所示的基于VSCC 的受控振荡器来验证本文所提出VSCC 的可用性。

    图7 基于VSCC 的受控振荡器Fig.7 Controlled oscillator based on VSCC

    该振荡器电路由1 个VSCC、1 个无源电阻R1和2 个接地电容（C1、C2）构成，电路的特征方程为

    式中，RX为全部电流传送器的固有电阻。根据图7，输入电流Iin等于电流I2，根据式（13），振荡频率为

    振荡条件CO（condition of oscillation）为

    考虑到电流传送器的电压和电流跟踪（传递）误差，振荡频率可以计算为

    式中：β 为从X 到Y 端子的电压传递增益，β=1-εV；
    α 为从X 到Z 端子的电流传递增益，α=1-εI；
    εV和εI分别为VSCC 的电压和电流传递误差。

    在对图7 所示的受控振荡器进行仿真时，无源元件C1、C2和R1分别取值为1 pF、5 pF 和40 kΩ，I0为25 μA，采用这些数值仿真得到的实际振荡频率为2.75 MHz，而通过式（14）从理论上计算得到的振荡频率为2.80 MHz，存在0.05 MHz 的微小差异主要来自于VSCC 的电压和电流传递误差。

    图8 所示为对该振荡器仿真得到的电压输出。从图8 可以看到，受控振荡器不仅得到了振荡频率为2.75 MHz 的规则正弦波形，而且正弦波形的峰-峰值可接近600 mV。

    图8 振荡器的电压输出Fig.8 Voltage output from oscillator

    图9 所示为受控振荡器的振荡频率在不同偏置电流I0下得到的理论值和仿真值。从图9 可以看到，理论值曲线和仿真值曲线显示出很好的一致性；
    另外，电路的振荡频率在1.89～3.28 MHz 之间易受偏置电流控制，且总谐波失真THD（total harmonic distortion）小于2%。

    图9 振荡器频率与偏置电流的关系Fig.9 Relationship between oscillator frequency and bias current

    3.2 基于VSCC 的电压求和放大器

    图10 所示为采用VSCC 设计的电压求和放大器，其中端口X 与端口Z 相互连接，电路中包含1 个无源电阻R2。

    图10 有2 个输入的求和放大器Fig.10 Summing amplifier with 2 inputs

    图10 中，求和放大器的传递函数为

    在对图10 所示的求和放大器进行仿真时，无源电阻R2取为31 kΩ，固有电阻RX取为15.5 kΩ，电压v1（t）和电压v2（t）分别在1 MHz/30 mV 和1 MHz/20 mV 下选择，求和后的电压为vout（t）。

    图11 所示为电路仿真和理论计算得到的电压波形。根据式（17）计算得到的求和放大器电压增益为2，而从图11 可以看到，仿真得到放大器的电压增益也为2，仿真结果与理论计算结果基本一致。当vout（t）=±300 mV 时，增益最大误差约为1%。从图11 还可看到，对于-100 mV≤vout≤100 mV时，增益误差小于0.1%；
    此外，放大器的直流输出偏置电压为329 μV，总功耗为79.8 μW。

    图11 求和放大器的正弦电压波形Fig.11 Sinusoidal voltage waveforms of summing amplifier

    图12 所示为求和放大器在不同偏置电流下的频率响应，其中偏置电流采用步长为5 μA，逐渐从20 μA 变化到30 μA。从图12 可以看到，求和放大器的截止频率对于偏置电流为20、25、30 μA 时分别为54.5、61.3、66.4 MHz。

    图12 求和放大器对于不同偏置电流的频率响应Fig.12 Frequency response of summing amplifier for different bias currents

    在SPICE 中对求和放大器进行了噪声分析。图13 所示为当I0=30 μA 时求和放大器总输出电压的噪声曲线，可见，求和放大器的总电压噪声得到了很好的控制，在频率高于100 Hz 时仅为13.89 nV/Hz。

    图13 求和放大器总输出电压噪声与频率的关系Fig.13 Relationship between total output voltage noise of summing amplifier and frequency

    表3 所示为VSCC 的求和放大器与3 种基于运算放大器的求和放大器，即INA152 单电源差动放大器（德州仪器公司）、CAX1821M 射频放大器（SONY公司）和SIM980 模拟求和放大器（斯坦福研究系统）的比较。

    表3 基于VSCC 的求和放大器与其他放大器的比较Tab.3 Comparison between VSCC-based summing amplifier and other amplifiers

    从表3 可以看到，这些基于运算放大器的求和放大器电路不仅频率性能受到限制，没有电子可调性，而且输入电阻低，而基于本文所提VSCC 的求和放大器有高达10 GΩ 的输入电阻，减轻了输入信号源上的负载，从而提供了较好的信号精度和线性度。

    图14 给出了一个有4 个输入的多输入求和放大器。

    图14 有4 个输入的多输入求和放大器实例Fig.14 Example of multi-input summing amplifier with four inputs

    该求和放大器电路的电压输出计算公式为

    电路的电压增益可以通过无源电阻R2和固有电阻RX来控制，这在电子电路设计中是很重要的。

    本文提出了一种实现VSCC 设计的新方法，通过SPICE 仿真结果验证了该设计理论的有效性，并给出了该设计理论在受控振荡器和电压求和放大器中的应用实例。仿真实验结果表明，基于FGMOS的电路不仅具有高的线性特性，而且其电压传递增益和电流传递增益分别可达0.99 和0.98。一方面，仿真实验是在电路级上进行的，可对构成电路的各元器件进行很好地匹配调试测试；
    另一方面，提出的VSCC 采用极少的FGMOS 晶体管和无源器件设计，寄生电阻很容易通过偏置电流进行控制。所以VSCC 在采用0.13 μm CMOS 工艺设计流片时所需电源电压仅为±0.5 V，功耗为79.8 μW，线性电子可调电阻在14 kΩ～2.1 MΩ 之间，且可调，其实际传递增益偏差与理论传递增益偏差1%相比，可以控制在2%以内。同时，在应用方面，基于VSCC 设计的受控振荡器具有稳定的正弦输出，而且振荡频率可以通过偏置电流来控制，设计的电压求和放大器具有高输入电阻和可控增益。

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